Analog Devices AD1139

Analog Devices AD1139

Der AD1139 ist ein Hybrid-Baustein, der alle notwendigen Bauteile enthält, um
einen vollständigen 18Bit-Digital-Analog-Wandler mit einer Genauigkeit von 18Bit darzustellen. Eine Auflösung
von 18Bit bedeutet bei einer Vollaussteuerung von 10V, dass das niederwertigste
Bit gerade einmal 38µV einstellt.

Hier ist die
J-Sortierung zu sehen. Es existiert zusätzlich eine K-Sortierung, die noch
etwas besser spezifiziert ist. Das vorliegende Bauteil wurde 2002 in den USA
gefertigt.

Das Gehäuse ist 44mm lang, 28mm breit und abgesehen von den Pins 5mm hoch.
An der Unterseite des Keramikgehäuses sind die Kontaktpins aufgelötet.

Für die K-Variante gibt das Datenblatt unter anderem folgende Spezifikationen
an (Aufwärmzeit mindestens 15 Minuten):

Differential Nonlinearity: +/-0,00019% max

Integral Nonlinearity:
+/-0,00019% max

Temperaturdrift Differential Nonlinearity: +/-1ppm FSR/°C max


Temperaturdrift Integral Nonlinearity: +/-0,5ppm FSR/°C max

Temperaturdrift
Gain (inkl. Vref): +/-4ppm FSR/°C max

Temperaturdrift Offset: +/-1ppm FSR/°C
max

Langzeitstabilität Differential Nonlinearity: +/-0,5ppm FSR/1000h


Langzeitstabilität Gain (inkl. Vref): +/-15ppm FSR/1000h

Langzeitstabilität
Offset (unipolar/bipolar): +/-2ppm FSR/1000h max

Langzeitstabilität Reference
Output: +/-15ppm FSR/1000h

Einschwingzeit bis 1/2LSB: 60µs (für einen 20V-Schritt)

Slewrate: 2V/µs

Um die hohe Stabilität des AD1139 erreichen zu können, wird jeder Baustein
168 Stunde bei 125°C betrieben, bevor der abschließende Abgleich erfolgt.

Der Deckel des AD1139 ist nicht auf das Keramikgehäuse aufgelötet.
Wahrscheinlich wurde er mit Hilfe eines Lasers verschweißt.

Im Inneren des Gehäuses befindet sich ein Keramikträger. Die Leitungen sind
teilweise zweilagig auf dem Keramikträger aufgebracht. Neben sechzehn Halbleitern
kamen ein großes Widerstandarray, drei Chip-Widerstände und
vier Keramikkondensatoren zum Einsatz.

Das Datenblatt enthält ein Blockschaltbild der enthaltenen Schaltungsteile.
Versorgt wird der AD1139 mit +15V, +5V und -15V. An den Pins steht sowohl ein
Power-Ground-Anschluss als auch ein Signal-Ground-Anschluss zur Verfügung.
Die beiden Masseanschlüsse müssen verbunden werden, da sie intern voneinander
isoliert sind.


Der Power-Ground-Anschluss führt einen Strom von ungefähr 1mA. Dieser Strom ist unabhängig von
der eingestellten Ausgangsspannung. Dennoch kann bei einer anvisierten
Genauigkeit von 18Bit
abhängig von der Länge der Leitungen ein Strom von 1mA bereits unzulässige
Abweichungen und über Temperatur auch nicht korrigierbare Drifts erzeugen. Aus
diesem Grund bietet der AD1139 einen eigenen Signal-Ground-Anschluss.

Ganz oben ist die -10V-Referenzspannungsquelle dargestellt, deren Potential
nach außen geführt wird. Der Gain-Eingang ermöglicht es die Spannung
abzugleichen. Die -10V-Referenzspannung wird außerdem auf 5V heruntergeteilt und
invertiert und über einen 10kΩ-Widerstand ausgegeben. In Kombination mit den restlichen
Schaltungsteile kann darüber ein bipolarer Betrieb eingestellt werden.

Die Anschlüsse des integrierten Ausgangs-Operationsverstärkers sind alle nach
außen geführt, so dass die Ausgangsspannung des AD1139 über einen
Vierleiteranschluss zur Last geführt werden kann.

Am Stromausgang des eigentlichen Digital-Analog-Wandlers befinden sich zwei
Widerstände, die es ermöglichen die verschiedenen unipolaren und bipolaren
Ausgangsspannungen einzustellen.

Der Digital-Analog-Wandler ist zweigeteilt. Die sechs höchstwertigsten Bits
durchlaufen einen Zwischenspeicher und werden dann einem
6Bit-Digital-Analog-Wandler zugeführt. Die unteren zwölf Bits verarbeitet ein
vollintegrierter 12Bit-Digital-Analog-Wandler, der auch einen Zwischenspeicher enthält. Die
von Analog Devices herausgegebene Zeitschrift analog dialogue (Volume 22, Number
1, 1988) verrät, dass es sich bei dem zweiten Digital-Analog-Wandler um ein 14Bit-Modell handelt. Weiter ist angegeben, dass
dessen Stromausgang zuerst
noch eine Spannungswandlung durchläuft, damit sich die Ausgänge der beiden
Digital-Analog-Wandler einfacher addieren lassen.

Die meisten Schaltkreise kann man optisch eindeutig identifizieren. Die
restlichen Dies lassen sich anfänglich zumindest ihrer Funktion zuordnen. Die blaue
Schicht, die es ermöglicht die Leitungsführung zweilagig zu gestalten, deckt
optisch relativ gut. Kombinatorik und genaue Beobachtung reichen alleine nicht aus, um die Potentiale
nachverfolgen zu können, einige Messungen müssen durchgeführt werden.

Den Großteil des linken Bereichs nimmt die Erzeugung der Referenzspannungen ein.


Die Grundlage der Referenzspannungen stellt eine AD588C-Referenzspannungsquelle
dar.
Die darin enthaltenen Funktionen werden detailliert im Rahmen der Analyse der
Revision A der AD588 erläutert.

Die AD588 wird mit +/-15V versorgt. Auf dem Die ist ein Operationsverstärker integriert
(“REF GND”), der das Bezugspotential der eigentlichen Referenzspannungsquelle
(“REF”) definiert. Dieser Operationsverstärker ist so verschaltet, dass
an der AD588 -10V abgegriffen werden können. Das -10V-Potential puffert ein in die AD588
integrierter Operationsverstärker (“-10V”). Das intern ebenfalls verfügbare -5V-Potential
wird ungepuffert abgegriffen, obwohl auf dem Die der AD588 ein weiterer
Operationsverstärker verfügbar wäre (“n.c.”).

Die -10V-Referenzspannung der AD588 liegt direkt am Referenzspannungsausgang
des AD1139 an. Außerdem versorgt das Potential einen Teil des großen Widerstandarrays.

Die ungepufferte -5V-Referenzspannung der AD588 wird mit einem großen
Keramikkondensator stabilisiert und dient einem OP27-Operationsverstärker als
Bezugspotential. Der Operationsverstärker erzeugt über einen Transistor als
zusätzliche Pufferstufe ein belastbares -5V-Potential. Dieses -5V-Potential speist den
großen Sternpunkt, der als Referenzpotential für die oberen sechs Bits des
Digital-Analog-Wandlers dient.

Es erscheint recht umständlich, dass man statt dem freien
Operationsverstärker in der AD588 einen zusätzlichen Operationsverstärker eingesetzt
hat und dieser auch noch mit einem zusätzlichen Transistor am Ausgang entkoppelt
ist. Man kann vermuten, dass die notwendige Stabilität der Grund für diesen
Aufbau war. Das Datenblatt der AD588 beschreibt als möglichen Einsatz einen
14Bit- und einen 16Bit-Digital-Analog-Konverter. Es ist gut denkbar, dass die
Stabilität des integrierten Operationsverstärkers für einen
18Bit-Digital-Analog-Wandler nicht ausreichend ist. Zwar wird einer der in die
AD588 integrierten
Operationsverstärker für die -10V-Referenzspannung genutzt, dieses Potential ist aber für
die eigentliche Analogwandlung nicht relevant.

Der zusätzliche OP27 mit seinem externen
Endstufentransistor ermöglicht es, die gegenüber Temperaturänderungen und
-gradienten
empfindlichen Schaltungsteile des Operationsverstärkers vor den in der AD588 und
der Endstufe anfallenden Verlustleistungen
zu schützen. Das Gesamtkonstrukt sorgt so für eine höhere thermische Stabilität der internen
Referenzspannung.

Der Widerstand R3 mit seinem Bezug zum -10V-Potential wäre an sich nicht notwendig. Der Transistor Q1
könnte mit dem Arbeitswiderstand R1 das -5V-Potential problemlos einregeln. Der
mit dem zusätzlichen Widerstand aufgebaute Spannungsteiler entlastet aber den
Transistor Q1, so dass sich auch ohne Regeleingriff bereits ein Potential nahe
der -5V einstellt, was dann nur noch mit einem relativ geringen Strom eingeregelt werden muss.

Während die Widerstände R1 und R2 als SMD-Bauteile bestückt sind, befinden sich
die Widerstände R3 und R4 auf dem Widerstandarray. Der Widerstand R4 ergibt sich
durch die noch folgende Erzeugung eines +5V-Potentials.


Das Die des OP27 verrät nicht sofort, um welchen Operationsverstärker es sich
handelt. Die Maskenkennzeichnungen an der linken Kante weisen darauf hin, dass
es sich um ein von PMI entwickeltes Teil handelt. Dasselbe Design ist zum
Beispiel bei den
verschiedenen Generationen der Referenzspannungsquelle REF01
zu sehen. In der oberen linken Ecke ist das Jahr 1990 und die Modellbezeichnung
1427U festgehalten.

Mit der Bezeichnung 1427U findet sich das Datenblatt des OP37. Darin ist auch
ein Abbild der Metalllage abgedruckt, das zum vorliegenden Die passt.
Das Datenblatt beschreibt allerdings auch, dass der OP37 ein sehr schneller
Operationsverstärker ist, der entsprechend nur für Verstärkungsfaktoren >5
geeignet ist. Bei geringeren Verstärkungsfaktoren und entsprechend stärkeren
Rückkopplungen besteht die Gefahr von Schwingungen. Nachdem der
Operationsverstärker hier als Spannungsfolger mit Verstärkungsfaktor 1
eingesetzt wird, ist es unwahrscheinlich, dass es sich tatsächlich um einen OP37 handeln.

Im Datenblatt des OP37 wird für
kleinere Verstärkungsfaktoren der OP27 empfohlen. Die Datenblätter des OP37 und des OP27
enthalten den gleichen Schaltplan, es fehlen nur die Bauteilwerte. Wird ein Operationsverstärker mit verschiedenen Bandbreiten
angeboten, so handelt es sich oftmals um das gleiche Design, bei dem nur die
Metalllage, meist die daraus ausgebildeten Kapazitäten geändert werden. Im OP27
Datenblatt ist die Metalllage allerdings nicht abgedruckt.

Im “PMI Linear and Conversion Products Data Book” von 1986 sind ältere
Metalllagen des OP27 und des OP37 abgebildet. Beide Strukturen ähneln nicht der
Metalllage des vorliegenden Operationsverstärkers. Die OP27-Metalllage ist mit
1427X bezeichnet und stammt aus dem Jahr 1982. Die OP37-Metalllage trägt die
Bezeichnung 1410Z und stammt aus dem Jahr 1980.

Es scheint, dass das Design des OP27 im Jahr 1990 so überarbeitet wurde,
dass es über eine Änderung der Metalllage sowohl den OP27, als auch den OP37
darstellen kann. Dafür spricht die Bezeichnung 1427U im OP37 Datenblatt und auf dem
im AD1139 eingesetzten Die. Wie bei den
verschiedenen Generationen der Referenzspannungsquelle REF01
gut zu sehen war, kennzeichnet PMI Evolutionsstufen durch Buchstaben, die von Z
in Richtung A dekrementiert werden.

Der OP27 ist ein Präzisionsoperationsverstärker. Mit seinen bipolaren
Eingängen bietet er eine geringe Rauschspannungsdichte von 3nV/sqrt(Hz). Die
initiale Offsetspannung wird während der Fertigung abgeglichen, liegt dann bei
typischerweise 10µV und driftet mit nur 0,2µV/°C. Die CMRR beträgt
typischerweise 126dB, die PSRR wird mit 1µV/V angegeben.

Die Spezifikationen
des OP27 sind etwas besser als die der Operationsverstärker in der
AD588-Referenzspannungsquelle. Dort ist der Offsetdrift
mit 1µV/°C höher und die CMRR mit 100dB niedriger. Ein Offsetdrift von 1µV/°C
verschlechtert die Stabilität eines 18Bit-Digital-Analog-Wandlers bereits
merklich. Temperaturänderungen von 10°C können in diesem Fall die Hälfte des für
den ganzen Wandler zulässigen Fehlerbudgets aufbrauchen.

Besonders erwähnenswert ist die Eingangsstufe des OP27
und die Umsetzung auf dem Die. An den Eingängen befinden sich Schutzdioden, die
an der unteren Kante des Dies direkt zwischen den Eingängen platziert sind. Oberhalb
der Schutzdioden, leicht links versetzt sind auf dem Die die Transistoren zu
erkennen, die auf dem Schaltplan den Transistor Q16 abbilden. Über diese
Schaltung wird der Biasstrom der Eingangsstufe kompensiert und so der nach außen
wirkende Biasstrom reduziert. Da sich die Verschaltung
im AD1139 nicht ändert, könnte man theoretisch mit den temperaturabhängigen Biasströmen
ganz gut umgehen, indem man gleiche
Eingangswiderstände wählt. Praktisch befindet sich einer der
Widerstände auf dem AD588-Die. Die Integration des
Widerstands auf dem Die bringt eine erhöhte Toleranz und einen
stärkeren Drift mit sich, worüber sich die Biasströme dann wieder negativ
bemerkbar machen können.

Die
Eingangstransistoren im Differenzverstärker wurden aufgedoppelt, um sie auf dem
Die über Kreuz anordnen zu können. Diese Anordnung sorgt dafür, dass thermische
Gradienten die Eigenschaften der Eingangsstufe weniger stark
beeinflussen. Die Platzierung relativ weit links auf dem Die und die Umgebung,
die zum Großteil von den großen Kondensatoren definiert wird, führt allgemein
zu relativ geringen thermischen Gradienten. Insgesamt ergibt sich so der
wünschenswert niedrige Temperaturdrift.

Links der Eingangstransistoren
befinden sich auf dem Die die Kollektorwiderstände, die es ermöglichen über Testpads und fusible
Links die Offsetspannung zu minimieren.

Zwischen der
Eingangsstufe und der Spannungsverstärkungsstufe (Q26) befindet sich ein
zusätzlicher Puffer, der die Eingangsstufe entlastet, die Stromlieferfähigkeit
erhöht und so höhere Slewrates ermöglicht (Q21, Q22, Q23, Q24). Die
Spannungsverstärkungsstufe ist umfangreich kompensiert (R5, R9, R12, C1, C3,
C4). Diese Kompensation war vermutlich notwendig, um auch die hohe Bandbreite des OP37
sauber darstellen zu können.

Der Transistor der -5V-Referenzspannungserzeugung ist eher unspektakulär.

Die SMD-Widerstände der -5V-Referenzspannungserzeugung werden abgeglichen. Auf diesem AD1139 erfolgte der Abgleich nur bei einem
der zwei Widerstände,
es existieren aber auch AD1139-Modelle bei denen beide Widerstände abgeglichen
sind. Da es sich um eine Regelschleife handelt, wäre ein Abgleich nicht zwingend notwendig.
Vermutlich wird darüber aber der
Arbeitspunkt der Schaltung so justiert, dass der Transistor möglichst
ideal arbeiten kann.

Das -5V-Potential wird schließlich über einen großen, zentral gelegenen Sternpunkt in den
Digital-Analog-Wandler-Bereich übertragen.


Basierend
auf dem -5V-Potential und mit Hilfe des Widerstandarrays erzeugt ein OP07-Operationsverstärker das +5V-Potential.
Dieses +5V-Potential wird
zur Offseterzeugung nach außen geführt und als Referenzpotential für die
niederwertigeren Bits der Analogwandlung genutzt. Bei den niederwertigeren
Bits sind Abweichungen weniger kritisch, weswegen auch die Anforderungen an die Referenzspannung niedriger
ausfallen.

Der OP07 ist weniger komplex als der OP27. Das Design stammt aus dem Jahr
1986 und trägt die Bezeichnung 1407U. Bei genauerer Betrachtung zeigt sich, dass
die grundsätzliche Platzierung der Schaltungsteile durchaus der Anordnung im OP27
ähnelt.

Bei der Zuordnung des Operationsverstärkers hilft auch hier das “PMI Linear and Conversion Products Data Book” von 1986.
Die Abbildung der Metalllage des OP07 gleicht dem Design des vorliegenden Dies und
trägt ebenfalls die Bezeichnung 1401. Die Abbildung ist mit einer Revision
X etwas älter.

Die Spezifikationen des OP07 sind etwas schlechter als die des OP27. Die
Biasströme liegen aber mit typischerweise +/-1,2nA unterhalb der Biasströme des OP27
(+/-10nA). Ein niedriger Biasstrom ist in der hier vorliegenden Verschaltung
besonders wichtig, da der nicht invertierende Eingang direkt an das Massepotential angebunden ist. Die ungleichen Widerstandswerte an
den Eingängen des Operationsverstärkers wandeln die temperaturabhängigen Biasströme in eine auf den
Ausgang wirkende Störspannung um.

Der im Datenblatt abgebildete Schaltplan zeigt wie ähnlich der OP07 dem OP27
ist. Die Biasstromkompensation ist etwas komplexer aufgebaut, was den geringeren
Restbiasstrom erklärt. Der Abgleich des Offsets erfolgt genauso wie beim
OP27. Die dafür vorgesehene Die-Fläche ist beim OP07 allerdings kleiner. Die
einfacheren Widerstände und die leicht reduzierten Abgleichmöglichkeiten
erklären die etwas höhere Rest-Offsetspannung des OP07.

Ein Teil des Widerstandarrays wird im Referenzspannungsblock genutzt. Zwei
der Widerstände komplettieren den OP07 zu einem invertierenden Verstärker (-5V /
OP07 IN- / OP07 OUT). Außerdem ist der 10kΩ-Widerstand für die Offseterzeugung
auf diesem Array integriert.

Das -10V-Potential wird über drei Widerstände zu den drei Analogschaltern
übertragen, die die höchstwertigsten sechs Bits des Digital-Analog-Wandlers
darstellen.

Des Weiteren befindet sich zwischen dem -10V-Potential und dem -5V-Potential der
Widerstand, der in der beschriebenen -5V-Pufferstufe den Regeltransistor
unterstützt.

Die Widerstandsflächen wurden mit einem Laser abgeglichen.
Kleine Symbole markieren die Stellen, an denen der Abgleichvorgang beginnt. Die
einzelnen Strukturen tragen jeweils einen unterschiedlichen Beitrag zum Abgleich
bei. Die beiden inneren Widerstandstreifen werden relativ stark
beschnitten und ermöglichen entsprechend große Änderungen. Der Schlitz im oberen Widerstandstreifen trennt bereits weniger der
Fläche ab und beeinflusst den Widerstand damit weniger stark. Der untere
Widerstandstreifen wird noch seitlicher beschnitten und stellt daher vermutlich
die Feinjustierung dar. Die unterschiedlichen Symbole scheinen die
unterschiedlichen Einflussbereiche zu markieren.

Ein Teil der Oberfläche ist mit einer Schutzschicht überzogen, darunter
befinden sich
auch einige abgeglichene Elemente.

Seitlich betrachtet scheint es, dass die Schutzschicht nach dem Abgleichvorgang aufgebracht wurde. Es ist davon auszugehen, dass das
Widerstandarray in einem ersten Prozess grob abgeglichen wird. Nach dem
Aufbringen der Schutzschicht erfolgt dann der Feinabgleich über die Aussparungen
in der Schutzschicht.

Der AD1139 arbeitet mit zwei Bezugspotentialen, SigGND
und PGND. SigGND dient als Bezugspotential für die Referenzspannung und den
Analogausgang. SigGND wird auch intern nur als Referenzpotential genutzt und
entsprechend kaum belastet. Der AD1139-Artikel im analog dialogue (Volume 22,
Number 1, 1988) gibt einen Strom von nur 1µA an. Der AD1139 sorgt außerdem dafür, dass
sowohl die Ströme auf SigGND, als auch die Ströme auf PGND unabhängig
vom eingestellten Ausgangswert sind. Das verhindert, dass problematische,
variable Spannungsabfälle auftreten. PGND dient als Bezugspotential für die
Versorgungsspannungen. PGND und SigGND sind intern nur
über eine Schutzdiode verbunden und müssen daher extern an einer geeigneten Stelle
miteinander verbunden werden.

Die höchstwertigsten sechs Bits des Digital-Analog-Wandlers stellt der
mittlere Schaltungsteil dar. Hier muss die höchste relative Genauigkeit erreicht
werden. Das Bit 18 stellt einen Strom von 500µA dar, während eine
Abweichung von 2nA bereits das maximale Fehlerbudget für den ganzen
Digital-Analog-Wandler aufbraucht.


Zwei Vierfach-Puffer vom Typ CD4042B speichern die obersten sechs Bits ab
sobald sie über das WR-Signal getriggert werden.


Die von den zwei CD4042B zwischengespeicherten, digitalen Werte steuern drei
Analogmultiplexer. Es handelt sich dabei um HC4053, die jeweils drei Umschalter enthalten.

Das Blockschaltbild im Datenblatt zeigt den Aufbau des HC4053. Kontrolliert
werden die drei Umschalter über drei Steuerleitungen und einen Enable-Eingang.

Die drei höchstwertigsten Bits steuern über einen CD4042B jeweils zwei Umschalter
an. Die drei
folgenden Bits bedienen jeweils nur einen Umschalter.

Während die Übernahme der Daten in die Zwischenspeicher über den WR-Pin
gesteuert wird, liegt das Enable-Signal der HC4053 dauerhaft auf Massepotential.

Für jedes Bit wird entweder das -5V-Potential oder das Bezugspotential
SigGND über einen spezifischen Widerstand mit dem Ausgang verbunden. Der am
Ausgang befindliche Operationsverstärker fixiert das Ausgangspotential bei 0V.
Über die -5V-Referenzspannung und den jeweiligen Widerstand ergeben sich die
ersten sechs Stromwerte des Digital-Analog-Wandlers: -500µA, -250µA, -125µA,
-62,5µA, -31,25µA, -15,625µA

Die obersten drei Bits steuern jeweils einen zusätzlichen Umschalter.
Ist der Ausgang aktiv, also das -5V-Potential mit dem Ausgangswiderstand
verbunden, so wird gleichzeitig das -10V-Potential über einen gleich großen Widerstand auf den
-5V-Knoten geschaltet. Das führt dazu, dass
ein Großteil des Stroms vom Analogausgang zum -10V-Potential und nicht zum
-5V-Potential fließt. Da das -5V-Potential fast nicht belastet wird, kann es den
Ausgangsstrom sehr stabil einstellen. Die Ströme der obersten drei Bits sind
vermutlich hoch genug, dass sie auf dem Weg zum Sternpunkt bereits zu relevanten
Spannungsabfällen führen würden.

Ist ein Bit inaktiv, so
wird dort das -10V-Potential mit seinem Widerstand vom Ausgang getrennt, aber dennoch
wieder an das -5V-Potential angebunden. Auf den ersten Blick erscheint diese
Umschaltung unlogisch, da das -5V-Potential darüber ohne Not belastet wird. So
wird allerdings sichergestellt, dass sich der Arbeitspunkt des -10V-Potentials
nicht ändert. Eine lokale Variation des -5V-Potentials an einem inaktiven Umschalter
ist dagegen weniger relevant. Die sternförmige Verteilung des -5V-Potentials und
die nahegelegene Regelung kompensieren die Stromschwankung im Referenzknoten
vermutlich relativ gut.

Die doppelte Umschaltung nimmt eine
nicht unerhebliche Fläche ein. Bei den Bits 15, 14 und 13 hat man darauf
verzichtet. Die um einen Faktor 8 niedrigeren Ströme waren anscheinend klein
genug, so dass man sich den zusätzlichen Aufwand sparen konnte.

Die Ausgangswiderstände der höchstwertigsten sechs Bits befinden sich ebenso
auf dem Widerstandarray wie die weiter oben bereits beschriebenen Widerstände,
die zum -10V-Potential führen.

Die Widerstände der oberen drei Bits (18, 17, 16) sind ähnlich strukturiert wie die bisher
betrachteten Widerstände. Es ist schön zu sehen, wie die Strukturen von Bit zu
Bit länger und dünner werden, worüber sich die höheren Widerstandswerte ergeben. Die Widerstände der Bits 15,
14 und 13 besitzen jeweils nur zwei kompakte Flächen, der restliche Abgleich
erfolgt über Gitterstrukturen, in denen Querverbindungen durchtrennt werden. Der
Grund für den anderen Aufbau dürfte in den höheren Widerstandswerten liegen.
Im Gegensatz zu den Bits 15 und 14 sind die Gitter des Bit 13 dünner und damit
noch hochohmiger.

Neben den sechs Widerständen für die höchstwertigsten sechs Bits ist auf dem
Widerstandarray auch ein Widerstand für die unteren zwölf Bit
integriert. Während sich die Widerstandswerte vom Bit 18 zum Bit 13 konstant
verdoppeln, arbeiten die unteren zwölf Bit genauso mit einem
400kΩ-Widerstand wie das Bit 13. Was auf den ersten Blick verwunderlich
erscheint, erklärt sich folgendermaßen: Die Spannung am Eingang für Bit 1-12
beträgt -2,5V wenn nur das Bit 12 aktiv ist. Entsprechend erzeugt der
400kΩ-Widerstand an dieser Stelle in diesem Fall genau wieder den halben Strom
des Bit 13. Sind alle Bits unterhalb Bit 13 aktiv, so erreicht den
400kΩ-Widerstand eine Spannung knapp unter -5V, was dann auch wieder zum
zugehörigen Digitalwert passt.

Die negative Versorgungsspannung der Analogschalter HC4053 darf -6V nicht
unterschreiten. Der AD1139 bietet
als negative Versorgung allerdings nur das
-15V-Potential, weswegen ein
kleiner Linearregler integriert werden musste. Die Ausgangsspannung des
Linearreglers puffert ein SMD-Kondensator.

Das Modell des Linearreglers lässt sich nicht identifizieren, es scheint sich
aber um ein eher einfaches Bauteil zu handeln. Links sind die zwei relativ
großen Längsreglertransistoren inklusive einer Shunt-Strommessung zu erkennen. In der Mitte des Dies befindet sich eine
gefaltete Metallstruktur mit mehreren Durchkontaktierungen.
Darüber kann wahrscheinlich die Ausgangsspannung eingestellt werden.

Die Spannung an den Eingängen des HC4053 darf das Potential der negativen
Versorgung nicht unterschreiten. Das -10V-Potential ist diesbezüglich vermutlich
unproblematisch, da sich am HC4053 immer -5V einstellen so lange einer der
Schalter aktiv ist. Für den Zeitraum weniger Nanosekunden können beide Schalter
geöffnet sein. Der geringe Stromfluss über die Schutzdioden der HC4053-Eingänge
ist für diese kurze Zeit vermutlich unproblematisch.

Die niederwertigsten 12Bit werden von einem integrierten
Digital-Analog-Wandler dargestellt, der sich an der rechten Kante des AD1139 befindet. Die
Zeitschrift analog dialogue (Volume 22, Number 1, 1988) weist ihn als 14Bit-DAC
aus.

Der AD712 enthält zwei Operationsverstärker. Der obere Operationsverstärker puffert
für den 14Bit-DAC das
Bezugspotential SigGND. Der
14Bit-DAC würde ohne diesen Puffer aussteuerungsabhängige Ströme nach SigGND abfließen lassen
und könnte so zu Störungen führen, die für einen 18Bit-DAC durchaus relevant
sind.

Der untere
Operationsverstärker wandelt das Stromsignal des 14Bit-DAC in ein
Spannungssignal, das sich auf dem Widerstandarray vorteilhaft zu den anderen
Stromanteilen addieren lässt.


Das Die des 14Bit-DAC enthält keine Typbezeichnung vergleicht man die
Eigenschaften mit den von Analog Devices verfügbaren 14Bit-DACs, so scheint es
sehr wahrscheinlich, dass es sich um einen AD7535 handelt. Die Analyse eines AD7535 bestätigt die Annahme. Dessen Genauigkeit
beträgt bestenfalls +/-1LSB, was erklärt warum hier nur die oberen 12Bit des 14Bit-DACs
genutzt wurden.

Die Kennzeichnungen auf dem Die lassen lediglich darauf schließen, dass das
Design von Analog-Devices in Beaverton entwickelt wurde.

Die Funktionen und die Pinzuordnung des AD7535 stimmen mit den Gegebenheiten
im AD1139 überein. Der Inhalt eines 14Bit breiten Datenbusses wird in zwei
Zwischenspeichern abgelegt. Ein weiteres Register ermöglicht es die zu
wandelnden Daten unabhängig vom Timing der digitalen Schnittstelle zu
übernehmen. Der eigentliche Digital-Analog-Konverter ist mit doppelten
Referenzspannungs- und Bezugspotentialanschlüssen ausgestattet, so dass eine
Vierleiter-Anbindung möglich ist. Parallel zum Ausgang ist ein
Feedback-Widerstand für den extern anzuschließenden Operationsverstärker
integriert.

Das Datenblatt zeigt den Aufbau des Digital-Analog-Konverters. Die oberen
drei Bits steuern sieben Umschalter, die gleichgroße Widerstände zwischen das
Referenzpotential und den Ausgang schalten. Die unteren elf Bits bedienen Umschalter, die Abschnitte einer
R2R-Konfiguration zum Ausgang hin durchschalten.

Das Schaltbild macht deutlich, wie das Bezugspotential abhängig vom
eingestellten Ausgangswert unterschiedlich belastet wird.

Das erste Bondpad ist mit zwei Pfeilen gekennzeichnet, was es erleichtert die
Bondpads den Funktionen zuzuordnen.

Die türkisen Bezeichnungen beziehen sich auf den Aufbau des AD1139. Die
weißen Bezeichnungen beziehen sich auf das Datenblatt des AD7535.

Im oberen Bereich (auf dem AD1139 links) befinden sich die Widerstände des
Digital-Analog-Wandlers. Neben drei ungenutzten Widerständen folgen
die sieben Widerstände G, F, E, D, C, B und A, die die Ströme der
höchstwertigsten vier Bits mit einer gleichmäßigen Abstufung darstellen. Es
scheint, dass die Ausbuchtungen der Widerstandflächen im Rahmen eines Abgleichs
angepasst werden können. Tatsächlich sichtbar ist ein Abgleich nur bei den zwei
Widerständen ganz links.

Nach unten folgt jeweils ein roter
Widerstand. Es könnte sein, dass es sich dabei um ein Material mit einem relativ
hohen spezifischen Widerstand handelt, so dass die oberen Widerstände relativ kleine
Werte darstellen müssen und dadurch genauer abgeglichen werden können.

Unterhalb
der Widerstände befinden sich die Umschalter G, F, E, D, C, B und A, die auf
Grund der gleich großen Ströme die gleichen Flächen einnehmen. Von diesen
Umschaltern aus führen einzelne Leitungen zum Bezugspotential AGND oder zum
Ausgang Iout. Die Leitungen sind auf gleiche Widerstände optimiert, so dass sich
für die Digital-Analog-Wandlung möglichst ideale Verhältnisse ergeben.

Es folgt nach rechts die R2R-Widerstandskette, in der ebenfalls jeder
Widerstand aus großen und kleinen Elementen besteht. Da in den Zweigen einer
R2R-Widerstandskette die Ströme immer kleiner werden, fallen auch die
Transistoren vom Zweig 10 zum Zweig 0 hin immer kleiner aus. Der Grund dafür ist
nicht die Stromtragfähigkeit. Die unterschiedlichen Größen der Transistoren
sorgen für ein möglichst gleiches Verhalten, genau genommen möglichst gleiche
Widerstände im eingeschalteten Zustand. Zwar könnte man unterschiedliche
Widerstände in einem Arbeitspunkt über den sowieso erfolgenden Abgleich egalisieren, das
Verhalten eines MOSFETs ist aber ein anderes
als das eines einfachen Widerstands.

Während von den Spalten 10 zu 9 zu 8 noch eine gleichmäßige Halbierung
der Transistorflächen zu erkennen ist, verhält es sich mit den folgenden
Transistoren anders. Eine weitere Halbierung der Flächen war anscheinend nicht
möglich.

 Über dem Umschalter 7 befindet sich bereits ein zusätzlicher
Transistor, durch den der Strom der Spalte vorher fließen muss. Die “Länge” der
zusätzlichen Transistoren verdoppelt sich von Stufe zu Stufe.

 Beim ICL8018 im DAC80 versucht man die
Stromdichte in den bipolaren Transistoren konstant zu halten, indem man eine
unterschiedliche Anzahl Transistoren parallel schaltet. Bei MOS-Transistoren, die sich
ähnlich wie Widerstände verhalten, kann man neben einer Verkleinerung der
Flächen auch die hier angewendete Serienschaltung nutzen.

Ganz links ist der Rückkopplungswiderstand für den externen
Operationsverstärker integriert. Es handelt sich aber nicht nur um einen
Widerstand. Am unteren Ende befinden sich die gleichen MOSFETs wie auch bei den
nach rechts folgenden Spalten, wo sie als Umschalter arbeiten. Hier sorgen die
Transistoren dafür, dass sich der Rückkopplungspfad exakt gleich verhält wie die
einzelnen Spalten. Ändern sich zum Beispiel durch Temperaturschwankungen die
Eigenschaften der Umschalter-MOSFETs, so ändert sich das Verhalten der MOSFETs
im Rückkopplungsfpad relativ ähnlich und das Verhalten des kompletten
Analog-Digital-Wandlers bleibt relativ gleich.

Die Fläche der Transistoren im Rückkopplungspfad ist proportional zu den zugehörigen
Widerstandsflächen.

Im unteren Bereich des Dies befinden sich die digitalen Schaltungsteile. Für
die vierzehn Bits sind in der unteren Zeile vierzehn Zwischenspeicherzellen
auszumachen. Darüber folgt die Dekodierung auf die notwendigen 18 Steuersignale.
Von dort aus führen differentielle Steuerleitungen zu den jeweiligen zwei
Umschaltern.


Der Zweifach-Operationsverstärker AD712 besitzt FET-Eingänge. Die äußerst
geringen Biasströme von höchstens 100pA bei Raumtemperatur verhindern, dass das
Signal-Bezugspotential unzulässig belastet wird.

Gut zu erkennen sind die vier quadratisch angeordneten Eingangstransistoren
auf jeder Seite.

Der AD1139 besitzt einen integrierten Ausgangsverstärker. Dessen
Referenzpotential wird über einen SMD-Widerstand an das SigGND-Potential
angebunden. Der Widerstand wurde abgeglichen, damit dessen Wert dem
Quellenwiderstand am zweiten Eingang möglichst gleich ist und sich durch
Biasströme verursachte Spannungsabfälle möglichst gegenseitig kompensieren.

Auf diesem Bild ist gut zu erkennen, dass der Deckel des Gehäuses über das
Pad zwischen Pin 1 und Pin 2 an das SigGND-Potential angebunden ist. Diese
Anbindung sorgt für eine gut definierte, störungsfreie Abschirmung der
Schaltung. Gleichzeitig besteht aber die Gefahr, dass über die relativ große
Fläche des Deckels Störungen kapazitiv eingekoppelt werden.


Das Die des Ausgangsoperationsverstärkers zeigt, dass es sich um den bereits
bekannten OP27 handelt.

Zwischen den Potentialen AmpIN und SigGND befinden sich zwei antiparallele
Schutzdioden, obwohl der OP27 an seinen Eingängen selbst Schutzdioden besitzt.
Das Datenblatt des OP27 erlaubt darüber einen maximalen Stromfluss von +/-25mA,
was in Anbetracht des Widerstands in Serie zu einem Eingang ausreichend sein
sollte. Warum dennoch zusätzliche Schutzdioden integriert wurden, lässt sich
nicht klären.

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Author: admin